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10-2013

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HF-Praxis 10/2013

Wireless Bild 8:

Wireless Bild 8: SSB-Spektrum auf 2,4 GHz nach der Justage Filter informieren die Bilder 5, 6 und 7. Die Bauteile sollten geringste Toleranzen aufweisen, um den Gleichlauf zwischen den Eingängen I und Q weitestgehend zu sichern. Ein weiterer wichtiger Punkt ist der LO-Durchschlag. Er hat drei Ursachen: • DC Offset zwischen I und Q • DC Offset infolge Unbalance zwischen I und /I bzw. Q und /Q • nicht perfekte LO-to-RF Isolation Für gewöhnlich ist es die Unbalance der Basisbandsignale im Bereich zwischen Signalerzeugung und Modulatoreingang, welche am stärksten den LO- Durchschlag befördert. Amplituden- und Phasenabweichungen zwischen I und Q sowie ein nicht idealer 90°-Phasenschieber führen zudem zu unerwünschten Signalen im oberen Seitenband. Wenn die Sender-DACs für komplexe Ausgangssignale konfiguriert sind, fällt eine gute Image-Unterdrückung an den Modulatorausgängen schwer, denn diese Störsignale fallen in den Nutzkanal. Während man Bild 9: Modulator-Performance gemäß WiBro Mask mit 16 QAM OFDM auf 2,4 GHz gegen Phasenabweichungen in diesem Design nichts unternehmen kann, kann man gegen Amplitudendifferenzen mit einer Verstärkungsjustage (Stromskalierung) angehen. Maximal ±4% zu erreichen, ist möglich. Weiter erlaubt der AD9862 eine Offsetkompensation. Obwohl das WiMAX-OFDM- Signal keinen Unterträger auf DC-Niveau hat, ist ein guter DC- Offsetabgleich notwendig. Dies hilft dem Demodulator, optimal zwischen On- und Off-Zeit beim WiMAX-Burst zu unterscheiden und schützt den Empfänger- ADC bei kleiner Sendeleistung vor Sättigung. Bild 8 zeigt die spektrale SSB- Charakteristik am IQ-Modulatorausgang nach Vollendung von Verstärkungs- und Offsetjustage. Das unerwünschte Seitenband erscheint mit -60 dBc, der LO- Durchschlag mit -70 dBc. Weiter gilt es, den optimalen Arbeitspunkt bzw. Ausgangspegel für den IQ-Modulator zu finden. Dazu kann man die Verzerrung des hochgemischten Signals im Frequenzbereich messen. Hierbei ändert man die Eingangsspannung so, dass sich die Ausgangsleistung im Bereich -6 bis -20 dBm bewegt. Auf diese Weise lässt sich der Modulator für die spezifischen Anforderungen beim Einsatz optimieren. Diese spezifischen Anforderungen werden ja im Wesentlichen durch eine Leistungsgrenze über der Frequenz für die einzelnen Standards, wie WiBro in Korea (2,3...2,4 GHz) oder feste und mobile US- Systeme (2,5...2,69 GHz, FCC 04-258), definiert. Man spricht von einer Mask (Maske). Beispielhaft bringt Bild 9 die spektrale Modulator-Performance mit einem 16-QAM/256-OFDM- Signal in Übereinstimmung mit der WiBro Mask. Der Offset wurde für ein 10-MHz-OFDM- Signal skaliert. Der tiefste Punkt liegt bei -11 dBm, was etwa 20 dB Sicherheitsabstand bedeutet. LO-Synthesizer Beim Direktmischer erfolgt bekanntlich eine Umsetzung von DC-Niveau aus (Sender) bzw. auf DC-Niveau herab (Empfänger). Somit gilt für einen Sendermodulator also, dass ZF und LO-Frequenz übereinstimmen. Der LO muss in Sender wie Empfänger eine hohe und stabile Frequenz liefern Die Anforderungen an das Phasenrauschen und das Zeitverhalten lassen die Wahl auf einen fraktionalen N-Synthesizer fallen. Infolge der Up-Conversion hat das Phasenrauschen eine sehr hohe Bedeutung bei jedem der vielen Unterträger des WiMAX- OFDM-Signals. Es zeigt zwei Auswirkungen: • zufällige „Phasenrotation” zwischen allen Unterträgern • Trägerinterferenzen als Folge der Beeinträchtigung eines gegebenen Unterträgers durch seine verrauschten Nachbar- Unterträger Gelingt es, die Phasenfehler zu verkleinern, so ergibt sich auch eine bemerkenswerte Verbesserung der EVM (Error Vector Magnitude). Zu diesem Zweck enthält das OFDM-Symbol acht Unterträger, welche mit einer definierten und bekannten Datensequenz moduliert sind. Man nennt sie Pilottöne. Sie helfen dem Empfänger, das eingeschlossene Phasenrauschen zu erkennen und zu beseitigen. Allerdings gelingt das nur bei Phasenänderungen, die langsamer erfolgen als eine Symbol-Periode dauert. Schnellere Änderungen lassen sich nicht verfolgen und befördern weiterhin EVM. Die PLL-Bandbreite ist entscheidend, wenn es darum geht, Phasenfehler zu minimieren. Er sollte maximal 1° RMS betragen. Durch den Dividierer werden innerhalb der PLL-Bandbreite sowohl das Rauschen der Referenz als auch das Rauschen des Phase Frequency Detectors (PFD) um den Faktor 20 x log(N) erhöht. Dies erniedrigt direkt den totalen Phasenfehler der PLL, der oftmals höher als 1° RMS sein kann. Fraktionale N-Synthesizer zeichnen sich durch ihr besonders 52 hf-praxis 10/2013

Wireless Bild 10: Aufbau der PLL-Schaltung niedriges Phasenrauschen aus. Weiterhin kann eine sehr hohe Frequenzauflösung erreicht werden, indem eine hohe Vergleichsfrequenz eingesetzt wird. Dies hilft wiederum, den totalen Phasenfehler herabzusetzen. So sind typische Abweichungen unter 0,5° RMS möglich. Das genügt für diese Anwendung. Der ADF4153 erlaubt drei Betriebsarten: Low Noise Mode, Low Noise/Low Spur Mode und Low Spur Mode. Der Low Noise Mode wird für schmale Schleifenfilter empfohlen, wobei dann auch immer die Spurs unterdrückt werden. Damit eignet sich diese Betriebsart für WiMAX Duplex Modes, die keine schnell reagierenden Schleifen benötigen. Schnellere Schleifen müssen breitbandiger sein, wobei dann die Wahrscheinlichkeit, dass Spurs in die Bandbreite fallen, anwächst. Im Low Spur Mode wird das Quantisierungsrauschen „randomized”, sodass es sich teilweise selbst auslöscht. Es erscheint wie weißes Rauschen und nicht wie Spurious Noise. Die minimale Frequenzauflösung des IQ-Modulators wird bestimmt durch das erforderliche Kanalraster gemäß Standard. In vielen Fällen beträgt dieses 250 kHz. Die von der PLL generierte Trägerfrequenz muss dann also ein Vielfaches von 250 kHz sein. Die Gleichungen (3) und (4) schreiben vor, wie der fraktionale N-Synthesizer zu programmieren ist. Darin ist RF die von der PLL erzeugte Frequenz, f REF die Referenzfrequenz (hier gleich der PFD-Vergleichsfrequenz), INT der Inter Division Factor, K der Wert der Fractionality, MOD der Modulus Value und f RES die Frequenzauflösung. Je nach MOD ergeben sich verschiedene zu beachtende Situationen bezüglich Spurs. Der MOD hängt von PFD-Frequenz und Channel Spacing ab; dieses ist hier fest. Somit muss man die PFD-Frequenz ändern und kann zusätzlich über eine möglichst hohe Referenzfrequenz (10 MHz oder höher) den INT gering halten. Auch die Einrastzeit der PLL kann kritisch sein, und zwar in HFDD-Systemen und beim Frequency Hopping. Auch hier ist eine hohe Referenzfrequenz von Vorteil. Aber auch die Loop-Bandbreite hat Einfluss und sollte daher nicht zu gering sein. Der ADF4153 erlaubt Referenzfrequenzen bis 32 MHz. Der Frequenzverdoppler erlaubt es zudem, eine doppelt so hohe PFD-Frequenz zu nutzen. Die Loop-Bandbreite ist ein Kompromiss zwischen der erforderlichen Settling Time, einem akzeptablen Phasenfehler und der hinnehmbaren Größe und Anzahl der Spurs. Designed wurde sie hier für 20 kHz. Bei einem 10-MHz/256-OFDM- Signal beträgt die Symboldauer 25,6 µs, was sich mit dem Subcarrier-Abstand von 39 kHz verträgt. Somit musste die Loop- Bandbreite deutlich geringer gewählt werden. Bild 10 zeigt den Aufbau der PLL-Schaltung. In Bild 11 ist ihr Rauschverhalten dargestellt. Fortsetzung folgt PASSIVE MIKROWELLEN HOHLLEITERKOMPONENTEN Bild 11: Simulationsergebnis für das Rauschen der PLL 18 - 220 GHz Frequenzmesser, Phasenmesser und -schieber, variable und feste Dämpfungsglieder, Übergänge, Hohlleiter, Bögen, Twists, Flansche, Adapter, Hybride, Ringe, Abschlüsse, Koppler, Leistungsteiler, Schalter, Isolatoren, Zirkulatoren, Polarisatoren, Antennen, u.a.m. ERM-Mikrowellentechnik Pirchingerstraße 22, D-81929 München Tel. (0 89) 945 48 10, Fax (0 89) 94 54 81 29 e-mail: ERM.Renz@t-online.de · www.erm-online.de hf-praxis 10/2013 53

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