2-2016

Quarze und Oszillatoren

Quarze und Oszillatoren Oszilliert Ihr schneller Operationsverstärker? Teil 2 Die Entwickler von analogen Schaltungen mit HF-Operationsverstärkern haben oft große Schwierigkeiten damit, diese schwingsicher zu machen. Nach der Erläuterung der Ursachen in Teil 1 gibt dieser abschließende Teil praktische Tipps zur Vermeidung von Oszillation und zur Erhöhung der Stabilität. Neben einem nicht sorgfältig genug ausgelegten Rückkopplungspfad kann ein schneller Operationsverstärker durch verschiedene Arten von ungünstigen Belastungen wie auch durch eine unzureichend gestützte Betriebsspannung zur Selbstoszillation verleitet werden. Zu den Lastverhältnissen Wie die Rückkopplungskapazität die Phase Margin herabsetzen kann, so kann das auch die Lastkapazität. Bild 11 zeigt die Impedanz des LTC6268- Ausgangs über der Frequenz bei drei eingestellten Betriebsverstärkungen. Wichtig hierbei: Die Unity-Gain-Ausgangsimpedanz ist geringer als bei den höheren Verstärkungen. Dies ist eine Folge davon, dass die gesamte Ausgangsspannung rückgeführt wird. Der Grad der Rückkopplung bestimmt theoretisch direkt die Ausgangsimpedanz. Daher ist im mittleren Bereich die Impedanz bei einer Quelle: Does Your Op Amp Oscillate? Barry Harvey, Staff Design Engineer, Linear Technology Corp. Application Note 148, September 2014 www.linear.com frei übersetzt von FS Spannungsverstärkung von 10 (100) auch zehnmal (hundertmal) höher als die Output Impedance bei Einsverstärkung. Gewissermaßen nur ein Zehntel (Hundertstel) der Leerlaufverstärkung kann genutzt werden, um die Ausgangsimpedanz zu senken. Diese beträgt bei offener Schleife (Open-Loop, Leerlauf, keine Rückopplung) hier etwa 30 Ohm, sodass bei einer Spannungsverstärkung von 10 wie auch 100 im hohen Frequenzbereich diese 30 Ohm auch erreicht werden, da die Leerlaufverstärkung hier bereits stark abgefallen ist. Besonders deutlich sieht man das natürlich bei der Verstärkung 100. Hier liegt zwischen 10 und 100 MHz keine ausreichend hohe Schleifenverstärkung (Leerlaufverstärkung minus Betriebsverstärkung auf der selben Frequenz) mehr vor, um die Open-Loop-Ausgangsimpedanz zu senken. Im Zusammenspiel mit der Ausgangsimpedanz führen kapazitive Lasten zu einem Phasenund Amplitudenversatz. Angenommen, eine 50-pF-Last wirkt mit 30 Ohm Ausgangsimpedanz zusammen, so entsteht ein Pol auf 106 MHz, wo die Phasen um -45° gedreht hat und die Spannung um 3 dB niedriger liegt. Auf dieser Frequency bewirkt der Verstärker selbst eine Phasendrehung von -295° und eine Verstärkung von 10 dB. Angenommen, es liegt eine Unity-Gain-Rückkopplung vor, dann ist Oszillation noch nicht zu befürchten, denn die Phase ist noch nicht um 360° (auf 106 MHz) gedreht. Auf 150 MHz jedoch hat der Verstärker selbst -305° Versatz und 5 dB Gain. Die entsprechende Ausgangs-Polstelle hat einen Phasenversatz von -arc tan (150 MHz/106 MHz) = -55° und eine Verstärkung von 1 150 1+ ⎛ ⎝ ⎜ MHz⎞ 106 MHz⎠ ⎟ 2 = 0, 577 entsprechend -4,8 dB. Mit den Werten des Verstärkers zusammen erhält man -360° Versatz und 0,2 dB Verstärkung und daher wieder einen Oszillator. 50 pF sind aber die minimale Lastkapazität, welche den LTC6268 zum Oszillieren bringt. Der meistbenutzte Weg, um den Einfluss des kapazitiven Anteils einer Last auf den Verstärker zu senken, besteht darin, der gesamten Last einen kleinen Widerstand in Reihe zu legen. Die Rückkopplung bleibt dabei direkt am Verstärkerausgang. Widerstandswerte von 10 bis 50 Ohm limitieren den Phasenversatz und schützen so den Op Amp vor zu geringen kapazitiven Impedanzen bei hohen Frequenzen bzw. bei hohen Geschwindigkeiten. Ein Fehlverhalten, auch bei DC und niedrigen Frequenzen, entsteht durch den resistiven Aspekt der Last, ein limitierter Frequenzgang ist die Folge kapazitiver Lastanteile, und eine Signalverzerrung entsteht dann, wenn die Lastkapazität spannungsabhängig ist. Oszillation aufgrund zu hoher Lastkapazität kann oft unterbunden werden, indem man die Closed-Loop-Verstärkung erhöht. Dann wirkt der Rückkopplungs- Bild 11: Ausgangsimpedanz des LTC6268 über der Frequenz 28 hf-praxis 2/2016

Quarze und Oszillatoren Bereich 20 bis 70 nH, besonders bei Bipolar-Ausgängen. Bild 12 (links): Die Ausgangsimpedanz mit induktiven Anteil, Bild 13 (rechts): Snubber am Ausgang Spannungsteiler wie bei geringen Frequenzen auch noch auf Frequenzen, wo die Phase in der Schleife um 360° gedreht wurde. Wenn der LTC6268 zum Beispiel mit einer Closed-Loop Gain von 10 läuft, dann hat der Op Amp eine Verstärkung von of 10 V/V oder 20 dB auf 40 MHz, wo der Phasenversatz 285° beträgt. Um Oszillation zu erreichen, wird eine Ausgangs-Polstelle benötigt, welche zusätzliche 75° verursacht. Diese liegt gemäß -75° = -arc tan (40 MHz/f pole ) bei f pole = 10,6 MHz. Diese Polfrequenz entsteht durch eine Lastkapazität von 500 pF bei 30 Ohm Output Impedance. Die Verstärkung an diesem Output Pole beträgt: 1 40 1+ ⎛ ⎝ ⎜ MHz ⎞ 10, 6 MHz ⎠ ⎟ 2 = 0, 026 Mit einem Open-Loop Gain von 10 und ohne Last ware die Verstärkung 10 x 0,026 = 0,26 auf der Oszillationsfrequenz, sodass in diesem Falle keine Selbsterregung auftritt, jedenfalls nicht hervorgerufen durch eine einfache Polstelle. Somit wurde eine von 50 auf 500 pF erhöhte Lastkapazität ermöglicht, indem lediglich die Betriebsverstärkung (Closed-Loop Gain) erhöht wurde. Fehlabgeschlossene Übertragungsleitungen sind ebenfalls sehr schlechte Lasten, da sie von mehreren Faktoren abhängige Impedanz- und Phasenverhältnisse am Op-Amp-Ausgang hervorrufen. Betrachten Sie dazu das Aufmacherbild. Es zeigt den Impedanzverlauf eines leerlaufenden Koaxialkabels. Wenn Ihr Verstärker das Kabel auch sicher bei geringen Frequenzen betreiben kann, so kann es dennoch auf höheren Frequenzen zur Oszillation kommen, da die Phase Margin nicht mehr ausreicht. Falls das Kabel auch unbelastet betrieben werden muss, dann kann ein in Serie vorgeschalteter Back-Match-Widerstand die Impedanzvariationen, welche der Op Amp sieht, reduzieren. Der Back-Match-Widerstand nimmt auch reflektierte Leistung auf, sodass der Verstärker bei entsprechender Phasenlage entlastet wird. Von Nachteil wäre allerdings, wenn der Back-Match-Widerstand die Anpassung am Op Amp ungünstig verändern würde. Dann wäre die Rückreflexion größer. Bild 12 zeigt ein etwas erweitertes Ersatzschaltbild des Ausgangs eines schnellen Op Amps. R OUT repräsentiert dabei z.B. die genannten 30 Ohm für den LTC6268, und nun kommt L OUT hinzu. Diese Induktivität setzt sich aus einer physikalischen Impedanz und einem elektronischen Equivalent einer Induktivität zusammen. Der erste Anteil entsteht durch das Gehäuse und Verbindungen, man sollte für diese chipexterne Induktivität bis zu 5 oder 15 nH kalkulieren. Je kleiner das Gehäuse, umso geringer ist sie. Die elektronisch generierte Induktivität liegt meist im Das Unschöne daran ist, dass L OUT mit C L eine Serienresonanz hat, sodass auf dieser Frequenz eine minimale Impedanz entsteht. In diesem Fall kann es einen besonders großen Phasenversatz geben, sodass Oszillation zu befürchten ist. Beispielsweise sei L OUT = 60 nH und CL = 50 pF. Das ergibt nach der bekannten Thomsonschen Gleichung Resonanz auf 92 MHz, also voll im Arbeitsbereich des LTC6268. Diese resonante Last kann nicht nur einen hohen Ausgangsstrom hervorrufen, sondern auch recht verschiedene Phasenverhältnisse rund um die Resonanzfrequenz bewirken. Bedauerlicherweise findet man L OUT nicht im Datenblatt, aber man kann die dadurch hervorgerufenen Effekte in der Impedanzdarstellung bei offener Schleife sehen. Generell sind diese Effekte bei Verstärkern mit Transitfrequenzen bis etwa 50 MHz nicht von Bedeutung. Wie man ihnen bei Op Amps mit deutlich höherem Verstärkungs- Bandbreite-Produkt (GBF, Transitfrequenz) beikommen kann, zeigt Bild 13. R SNUB und C SNUB stellen das dar, was man Snubber oder Boucherot-Glied nennt. Seine Aufgabe besteht darin, die Gesamtgüte auf der Resonanzfrequenz herabzusetzen, möglichst auf etwa 1. R SNUB wird generell mit dem Betrag der Reaktanz von CL auf der Resonanzfrequenz bemessen. In diesem Beispiel beträgt sie hf-praxis 2/2016 29