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Fachzeitschrift für Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik

Design

Design Schleifenkompensation bei Schaltnetzteilen: Modellierung und Design, Teil 3 Zum Besseren Verständniss wiederholen wir hier noch einmal Bild 16: Das Blockdiagramm des Strom-Mode-Wandlers mit innerer Stromschleife und äußere Spannungsrückkopplungsschleife Teil 3 dieses Artikels beschäftigt sich mit der Auswahl der gewünschten Spannungsschleifen- Crossover-Frequenz f C , dem Design eines Rückkopplungs- Teilernetzwerks K ref (s) mit R 1 , R 2 , C 1 und C 2 sowie eines Typ- II-Kompensationsnetzwerks des Spannungsschleifen-ITH- Fehlerverstärkers. Henry J. Zhang Applications Engineering Manager Power Products Linear Technology Corp. www.linear.com Auswahl der gewünschten Spannungsschleifen- Crossover-Frequenz f C Größere Bandbreiten führen zu schnellerem Ansprechen auf Transienten. Erhöht man jedoch die Bandbreite, reduziert man den Phasenspielraum und macht die Steuerschleife empfindlicher gegen Schaltrauschen. Ein optimales Design zeigt einen Kompromiss zwischen Bandbreite (Transientenverhalten) und Stabilitätsmarge. Tatsache ist, dass CMC durch den Samplingeffekt des Stromsignals bei ½ • f SW [3] ein Paar von Doppelpolen beinhaltet. Diese Doppelpole führen zu einer unerwünschten Phasenverzögerung bei ½ • f SW . Generell muss man zum Erlangen einer zufriedenstellenden Phasenmarge und einer guten Dämpfung des Rauschens auf den Leiterbahnen die Crossover-Frequenz so wählen, dass sie geringer ist als 1/10…1/6 der Phasenschaltfrequenz f SW . Bild 22: Bode-Diagramm der Übertragungsfunktion der Widerstandsteiler-Verstärkung K REF (s) (8) Design eines Rückkopplungs- Teilernetzwerks K ref (s) mit R 1 , R 2 , C 1 und C 2 In Bild 16 ist die DC-Verstärkung K REF (s) das Verhältnis zwischen der internen Referenzspannung V REF und der gewünschten DC-Ausgangsspannung V O . Die gewünschte DC-Ausgangsspannung wird mit den Widerständen R 1 und R 2 eingestellt. mit (9) (10) Ein optionaler Kondensator C 2 kann zur Verbesserung des Dynamikverhaltens der 58 hf-praxis 4/2017

Design die Übertragungsfunktion des Widerstandsteilers K REF (s) mit C 1 und C 2 jeweils eine Null- und eine Polstelle hat. Bild 22 zeigt das Bode-Diagramm von K REF (s). Nimmt man f z_ref < f p_ref C 1 und C 2 zusammen mit R 1 und R 2 erhält man einen Phasenanstieg in einem Frequenzband nach Gleichung 14 um f CENTER herum. Ist f CENTER so platziert, dass sie bei der angestrebten Crossover-Frequenz f C liegt, ergibt sich bei K REF (s) ein Phasenanstieg in der Spannungsschleife und eine Erhöhung der Phasenmarge. Auf der anderen Seite zeigt Bild 22 auch, dass C 1 und C 2 bei hohen Frequenzen die Teilerverstärkung erhöhen. Das ist nicht erwünscht, da eine Erhöhung der Verstärkung die Regelschleife empfindlicher auf Rauschen macht. Nach Gleichung 15 ergibt sich der Anstieg der Hochfrequenz durch C 1 und C 2 . Bild 23: Schritt 1: Einfaches Kondensator-Kompensationsnetzwerk A(s) samt Bode- Diagramm wobei gilt: (11) und (12) (13) (14) (15) Bild 24: Ein-Pol Kompensationsverstärkung A(s) g m mit Verstärkerausgangs-Impedanz R O Rückkopplungsschleife hinzugefügt werden. Konzeptionell liefert C 2 bei hohen Frequenzen einen niedrigimpedanten Vorwärtspfad für das Ausgangsspannungs-AC-Signal und beschleunigt so das Ansprechen auf Transienten. C 2 kann aber zu unerwünschtem Schaltrauschen in der Steuerschleife beitragen, deshalb wird ein optionaler Filterkondensator C 1 zur Dämpfung des Schaltrauschens erforderlich. Gleichung 11 zeigt, dass Für gegebene C1 und C2 kann der Phasenanstieg des Teilernetzwerks nach Gleichung 16 berechnet werden. Nach Gleichung 17 ergibt sich bei gegebener Ausgangsspannung der maximale Phasenanstieg, wenn C2 >> C1. Der maximale Phasenanstieg wird durch das Teilerverhältnis K REF = V REF / V O bestimmt. Da V REF bei einem vorgegebenen Controller fix ist, kann mit höherer Ausgangsspannung V O ein größerer Phasenanstieg erzielt werden. (16) hf-praxis 4/2017 59

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© beam-Verlag Dipl.-Ing. Reinhard Birchel