Applikationen Bild 10: Q
Applikationen Bild 10: Q als Zusammensetzung aus Kern- und parasitären Komponenten Bild 13 Bild 11: Beispiel für ein abstimmbares Anpassnetzwerk chen Abstimmzustand (welchen Kapazitätswert) der DTC programmiert ist. Die SRF ist ungefähr umgekehrt proportional zur Quadratwurzel aus der Kapazität. Um die Streuverluste im DTC genau darzustellen, muss jedes kapazitive Element (parasitär oder Abstimmkern) eine damit verbundene ohmsche Komponente haben. Die Streuverluste des Abstimmkerns (Cs) werden durch einen äquivalenten Serienwiderstand repräsentiert (Re). Die Werte von Rs und Cs hängen vom Abstimmzustand ab, wie Bild 8 zeigt. Das parasitäre Shunt-Netzwerk ist eine Kombination parasitärer Schaltungs- und Gehäuse-Komponenten, die auch ohmsche Verlustanteile enthalten. Eine Quelle dieser ohmschen Verluste ist der Bias-Schaltkreis innerhalb des Abstimmkerns. Die Komponentenwerte des parasitären Netzwerks sind unabhängig von der Frequenz und dem Justierzustand. Den Qualitätsfaktor des parasitären Netzwerks, mit Bild 12: Frequenzgang des Impedanzanpassungs-Netzwerkes 26 hf-praxis 11/2013
Applikationen dessen Hilfe man seine Verluste beschreiben kann, verdeutlicht Bild 9. Das komplette DTC-Modell liefert eine präzise Repräsentation des Bauelements sowohl in Serien- als auch Shunt-Konfiguration. Die gesamten Streuverluste des DTC hängen von seiner Konfiguration ab. Der Qualitäts-Faktor kann nicht generell für den DTC definiert werden, da seine Streuverluste von der Quellen- und der Last-Impedanz abhängen. In Shunt-Konfiguration jedoch, wird RF1 geerdet und das Signal an RF+ gelegt. Wie man in Bild 10 sieht ist der Gesamt-Qualitäts-Faktor Q in Shunt-Konfiguration, gesehen von RF+ aus, eine Zusammensetzung der Güte Qs des DTC-Abstimmkerns und der parasitären Netzwerkkomponenten (Qp). Bild 14 Beispiel für ein Abgleichnetzwerk Die Implementierung eines reellen abstimmbaren Anpass- Netzwerks unter Verwendung von DTCs wird in Bild 11 dargestellt. Es werden sowohl Serien- als auch Shunt-DTCs verwendet, um den weitesten Impedanzbereich abzudecken. Shunt-Induktitvitäten werden mit den DTCs als Teil des Impedanz-Transformationsnetzwerks verwendet und sorgen für den erforderlichen DC-Pfad nach Masse, sowie für zusätzlichen ESD-Schutz. Ihre Werte können modifiziert werden, um den Frequenzgang und die Impedanztransformationseigenschaften des abstimmbaren Anpassnetzwerkes zu ändern. Die Ausgang-Impedanzkonstellation des abstimmbaren Anpass- Netzwerkes zeigt Bild 12. Jeder Punkt auf dem Smith-Diagramm entspricht einer Ausgangs- Lastimpedanz (angeschlossen an Port 2), die an 50 Ohm an Port 1 angepasst werden kann. Die Smith-Chart-Konstellation ist hier für das Abstimmverhalten bei 1 GHz gezeigt. Bild 12 zeigt, dass das abstimmbare Anpassnetzwerk eine Bandbreite von 0,75 – 1,2 GHz hat, entsprechend dem Frequenzbereich, der perfekt an 50 Ohm angepasst werden kann. Die simulierte Einfügungsdämpfung dieses Netzwerkes beträgt ungefähr 0,5 dB und stellt genau dar, wie sich die Schaltung bei Messungen verhält. Dimensionierungsrichtlinien (Begrenzung der maximalen HF-Spannung) Schaltungen wie Filter und Anpass-Netzwerke setzen ihre Komponenten häufig hohen Spitzenspannungen aus, was auf die Übersetzungsverhältnisse in den resonanten Elementen der Schaltung zurückzuführen ist. Die HF-Spannung über dem DTC ist abhängig von der Impedanz und dem HF-Leistungspegel. In manchen Schaltungen, wie Filtern oder Anpassnetzwerken, können bestimmte Quell- und Last-Impedanzen dazu führen, dass die effektive HF-Spannung über dem DTC die als Maximum spezifizierte Spannung Vpk sogar bei niedrigen HF-Eingangsleistungen überschreitet. Da der DTC ESD-Schutzschaltungen enthält, existiert ein Pfad nach GND an jedem RF-Anschluss, selbst wenn das DTC in einer Serienkonfiguration benutzt wird. Zusätzlich zur HF-Spannung, die über den HF- Anschlüssen vorhanden ist, ist Sorgfalt erforderlich, um die als Maximum spezifizierte Vpk zwischen allen RF-Terminals und Ground nicht zu überschreiten. Nebenwellen verstärken sich, wenn die Vpk-Grenze zwischen den RF+ und RF-Anschlüssen sowie den RF+-Terminals und Ground überschritten wird. Um dies zu demonstrieren, wird der bereits vorgestellte Beispieltuner mit einem 1-GHz-Eingangssignal mit einem Pegel von 34,1 dBm (an 50 Ohm) an Port 1 und einer Last-Impedanz (ZL) über alle Phasenwinkel für VSWR-Werte von 1:1, 3:1 und 9:1 an Port 2 gewobbelt. In diesem Fall wird ein DTC mit 30 Vpk angenommen. Die effektive Spitzenspannung über dem DTC kann mathematisch gefunden werden, zum Beispiel durch Verwendung von Simulationssoftware wie ADS oder MATLAB. In der Schaltung in Bild 13, wird die Source-Impedanz (Port 1) auf 50 Ohm gesetzt, während die Lastimpedanz an Port 2 über VSWR und Phase gewobbelt wird, um verschiedene Impedanz-Zustände zu erfassen. Bei jedem VSWR- und Phasenwert werden die Kapazitätswerte für die DTCs A und B so eingestellt, dass sich die geringste Fehlanpassung zwischen Port 1 und 2 ergibt. Auf diese Weise kann die Spitzenspannung, der jeder DTC ausgesetzt wird, ermittelt werden. Bild 14 zeigt die HF-Höchst- Spannungen über den verschiedenen Klemmen der DTCs A und B bei verschiedenen Belastungs- Impedanzen. Wie man sehen kann, wird über alle Lastimpedanzen bis zu 9:1 VSWR bei DTC A niemals eine Spannung von 30 V zwischen den RF+ Anschlüssen und Masse erreicht, oder zwischen den RF+ und HF- Klemmen. Leider bewirken bei dieser Auslegung jedoch einige Lastimpedanzen an Port 2, dass die 30 V über den RF+ und RF-Ground- Anschlüssen von DTC B überschritten werden. Aus diesem Grunde sollte das Design bei diesen Lastimpedanzen bei 9,4 und 34 dBm Eingangsleistung, nicht verwendet, oder der Input muss reduziert werden. Peregrine Semiconductor ◄ hf-praxis 11/2013 27
