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11-2021

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Fachzeitschrift für Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik

Grundlagen Bild 3: SFDR2

Grundlagen Bild 3: SFDR2 und SFDR3 geben an, wie weit unterhalb des größten Signals (Grundton) ein kleineres Signal leicht zu erkennen ist. Da sie stark variiert, ist die Erkennungsschwelle hier gleich Null. In der Praxis subtrahiert man die Erkennungsschwelle vom SFDR ven-IBW zunichte. Das ist der Grund, warum die abstimmbaren Notchfilter trotz ihrer Einschränkungen immer mehr Beachtung als Interferenzunterdrücker im Frontend finden. Sie schneiden keine sehr großen Bereiche aus dem Multioktavspektrum. Bild 3 veranschaulicht beispielhaft die Beziehung zwischen dem fundamentalen Mehrton-Großsignal, dem IMD2- und IMD3-Pegel, dem Grundrauschen und dem resultierenden SFDR in einem digitalen Mehroktaven-Breitbandempfänger. Das Beispiel verwendet reale Rausch- und Linearitätsattribute für einen ADC, der die erste Nyquist-Zone mit einer 4 GHz IBW von 2 bis 6 GHz abtastet. Es wird eine Verarbeitungsbandbreite von 469 kHz angenommen. Optimale SFDR2 und SFDR3 treten an verschiedenen P in -Betriebspunkten auf, wo der jeweilige IMD-Pegel die Rauschleistung schneidet. Wenn wir für einen Moment so tun, als ob es sich um einen Suboktaven-Empfänger mit Frontend-HF-Bandbegrenzung handelt, legt SFDR3 den Gesamt-SFDR fest, und wir können im besten Fall einen SFDR von 79 dB erwarten, ein guter Wert. Da der EW-Empfänger jedoch eine Mehr-Oktaven-IBW benötigt, bestimmt der SFDR2 den Gesamt-SFDR. Beim besten SFDR3- Eingangspegel (P in = -20 dBm) verschlechtern die IMD2-Spurs den SFDR um 24 dB, was zu einem SFDR von 55 dB führt. Ein faires, wenn auch enttäuschendes Ergebnis. Eine nützliche Daumenregel ist, dass man einen bestimmten HF- Ausgangspegel = P RF,O benötigt, um äquivalente IMD2- und IMD3- Pegel zu erreichen: Mit anderen Worten, diese Bedingung führt dazu, dass die SFDR2- und SFDR3-Linien den Rauschboden an der gleichen Stelle schneiden, sodass SFDR2 die Leistung nicht einschränkt. Für das vorherige SFDR-Beispielszenario speist das HF-Frontend den ADC mit -20 dBm und hat einen OIP3 von 20 dBm. Der erforderliche OIP2, um IMD2- und IMD3-Spus mit gleichem Pegel zu erhalten und damit die Leistung nicht zu begrenzen, ist: Diese ungefähre OIP2-Leistung ist heute nicht verfügbar, wenn man sie in die Balance mit den anderen Attributen wie Frequenz, Bandbreite, Rauschen und Gleichstromleistung setzt. Dies erklärt das zunehmende Interesse an adaptiven Frontend-Störungsunterdrückungs-Techniken der nächsten Generation. Um IMD2 abzuschwächen, muss der Empfänger den maximalen Eingangs-Betriebspegel von -20 dBm auf -32 dBm absenken und ist dann in der Lage, ein verbessertes SFDR2 von 66 dB im besten Fall zu erreichen. In Bild 3 ist dieser optimale SFDR2 dort, wo die IMD2-Spur den Rauschboden schneidet. Leider ist der SFDR2 im besten Fall bei P in = -32 dBm immer noch 13 dB schlechter als der SFDR3 im besten Fall bei -20 dBm. Da wir nun den maximalen Betriebspegel nach unten verschoben haben, rückt dies die Begrenzung der Rauschleistung (Empfindlichkeit) in den Vordergrund, wie in den nächsten Abschnitten besprochen. Was bestimmt die Verarbeitungsbandbreite? Die Empfindlichkeit bzw. Rauschleistung des EW-Empfängers wird besser, wenn die Verarbeitungsbandbreite verringert wird. Typischerweise gibt es jedoch Kompromisse, die abgewogen werden müssen: Wir können die Bandbreite nicht einfach auf einen willkürlich kleinen Wert reduzieren. Was sind nun die konkurrierenden Faktoren, die zu berücksichtigen sind? Um diese Frage zu beantworten, müssen wir die Dezimierung, die schnelle Fourier- Bild 4: Vereinfachtes Blockschaltbild von ADC, Daten Decimation und FFT 44 hf-praxis 11/2021

Bild 5. Verhältnis von Dezimierungsund FFT-Verstärkung zu allgemein referenzierten Rauschpegeln Transformation (FFT) und ihre Beziehung zueinander diskutieren. Zuerst definieren wir ein paar Variablen: Die ADCs mit hoher Abtastrate von ADI verwenden On-Chip- DSP-Blöcke (Digital Signal Processor), die eine konfigurierbare Filterung und Dezimierung des Rohdatenstroms auf ein brauchbares Minimum ermöglichen, das an das nachgeschaltete FPGA gesendet wird. Dieser Prozess wird in der ADI-Literatur ausführlich beschrieben [3]. Der offensichtliche Vorteil der Dezimierung ist die Reduzierung der digitalen Nutzdaten, die über JESD204B/ JESD204C zum FPGA gesendet werden müssen. Ein weiterer Vorteil ist die Einsparung beim Stromverbrauch, die durch die Verwendung einer lokalen On-Chip-Dezimierungsschaltung (d.h. ASIC) im Vergleich zur Implementierung der gleichen Operation in der FPGA-Fabric erzielt wird. Aber die Vorteile der lokalen On-Chip- Dezimierung gehen weit über die Ausdünnung des Datenstroms und die Energieeinsparung hinaus. Dazu werden wir noch kommen. Bild 4 ist das Blockschaltbild für die moderne digitale Breitbandwandlung, wie für uns relevant. Der Signalweg besteht aus Abtastung, digitaler Abwärtswandlung, digitaler Filterung, Dezimierung und schneller Fourier-Transformation des Datenstroms. Zunächst wird das mit f S abgetastete HF-Signal mithilfe eines feinabgestimmten NCOs digital auf das Basisband (komplexe I/Q) heruntergewandelt. Der Datenstrom wird dann mit einem programmierbaren digitalen Tiefpassfilter gefiltert. Diese digitale Vorfilterung stellt die ZF-Bandbreite ein und ist die erste von zwei verschiedenen Operationen zur Einstellung der Empfänger-Rauschflur P N . Wird die ZF-Bandbreite kleiner, nimmt die gesamte In-Band- Rauschleistung ab, da die Filterung das Breitbandrauschen dämpft: Durch die Dezimierung um M wird die effektive Abtastrate auf f S /M reduziert, wobei jeder M te- Abtastwert erhalten bleibt und die dazwischenliegenden Abtastwerte verworfen werden. So erhält die nachgeschaltete FFT-Verarbeitung einen Datenstrom mit der Rate f S /M und der Bandbreite f S /2M. Schließlich legt die FFT-Länge N die Bin-Breite und die Erfassungszeit fest, was der zweite Schritt bei der Einstellung der Rauschflur ist: Einfluss der Decimation und der FFT Nun zum Einfluss der Decimation und der FFT auf die Rauschflur des digitalen Breitbandempfängers: In Bild 5 wird das Grundrauschen (K) des digitalen Breitbandempfängers mit der Rauschspektraldichte (L) des ADCs in Beziehung gesetzt, die die weithin verfügbare Datenblatt-FOM für additives Rauschen des ADCs ist. In der vorhandenen ADI-Literatur werden die Begriffe Prozessverstärkung, NSD, SNR und Quantisierungsrauschen gut erklärt [7]. Die wichtigste Erkenntnis aus Bild 5 ist: Das Verarbeitungsgrundrauschen (Bild 5, K) ist das gleiche wie P N und kann in unsere erste und zweite Gleichung (s.o.) eingesetzt werden. Der Entwickler muss M und N sorgfältig auswählen, basierend auf den im nächsten Abschnitt besprochenen Kompromissen Obwohl die Erhöhung des Dezimierungsfaktors M den gleichen proportionalen Effekt zur Reduzierung des Grundrauschens hat (Bild 5, C) wie die Erhöhung der FFT-Länge N (Bild 5, E), ist es wichtig zu beachten, dass die Mechanismen völlig unterschiedlich sind. Der Schritt der Dezimierung beinhaltet die Bandbegrenzung des Kanals durch digitale Filterung. Dadurch wird die effektive Rauschbandbreite festgelegt, die das gesamte integrierte Rauschen im Kanal bestimmt (Bild 5, D). Es wird auch die maximale momentane spektrale Bandbreite eines detektierbaren Signals festgelegt. Vergleichen Sie dies mit dem FFT-Schritt, der per se nicht filtert, sondern das gesamte integrierte Rauschen im Kanal über N/2 Bins verteilt und die Auflösung der Spektrallinie definiert. Je höher N ist, desto mehr Bins gibt es und desto geringer ist der Rauschanteil pro Bin [8]. Die Dezimierungsverstärkung M und die FFT-Verstärkung N definieren zusammen die FFT-Bin-Breite und werden in Diskussionen über die Verarbeitungsbandbreite oft in einen Topf geworfen (Bild 5, F), aber ihre Werte müssen auf der Grundlage ihrer jeweiligen nuancierten Auswirkungen auf die Signalbandbreite, die spektrale Auflösung, die Empfindlichkeit und die Latenzanforderungen abgewogen werden, wie im nächsten Abschnitt beschrieben. und Beschränkungen. Fortsetzung im nächsten Heft hf-praxis 11/2021 45

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